先来一张MOSFET的符号图：

为了描述方便，放一个boost电路先：其中S就是我们的MOSFET啦。

MOS开通过程我们主要看3个信号：Vgs，Vds，Id，他们三个啥意思我就不解释了。

我又笨手笨脚的画了一个图，我们来看图说话吧

从0时刻开始，Vgs开始上升的时候，Vds和Id保持不变，这个过程中驱动电流ig为Cgs充电，Vgs上升。一直到t1时刻，Vgs上升到Vg(th)，也就是门极开启电压时候。在t1时刻以前，MOS处于截止区。

从t1时刻开始，MOS就要开始导通啦，它开始导通的标志就是Id要开始上升啦！就是原来电流从电感L出来流经二极管D，现在开始要慢慢的向S换流啦。所以MOS的漏极电流Id在慢慢上升，二极管的电流在慢慢减小，但是他俩的和始终等于电感电流，在开关开通的这个过程中可以认为电感电流是没有变化的。这个时间段内驱动电流仍然是为Cgs充电。在t1到t2的这段时间里，Id只是在安安静静的上升，到t2时刻，Id上升到电感电流，换流结束。在电感电流上升的这个过程中Vds会稍微有一些下降，这是因为下降的di/dt在杂散电感上面形成一些压降，所以侧到的Vds会有一些下降。从t1时刻开始，MOS进入了饱和区。

还是要把图挪过来。哈哈

在Id上升到最大时候（t2），即刻就进入了米勒平台时期。米勒平台就是Vgs在一段时间几乎维持不动的一个平台。前面说了，从t1时刻开始，MOS进入了饱和区，在饱和有转移特性：Id=Vgs*Gm。其中Gm是跨导。那么可以看出，只要Id不变Vgs就不变。Id在上升到最大值以后，也就是MOS和diode换流结束后，Id就等于电感电流IL了，而此时又处于饱和区，所以Vgs就会维持不变，也就是维持米勒平台的电压。

那么从这个时候（t2）开始Vgs的驱动电流给谁充了电呢？答案是Cgd。驱动的电流ig为Cgd充电（从另一个方向来说，可以叫放电），然后Vds就开始下降了。由于超级结在开通伊始的纵向扩散，比较小的GD电容，所以Vds一开始下降的比较快，大约在下降到100V左右的时候，纵向扩散完成，变成横向扩散，GD电容变大，所以Vds下降的斜率变缓。

那么miller平台什么时候结束呢？miller平台要想结束，必须进入线性区，不然继续在饱和区待下去，就会被和Id“绑”在一起，所以当MOS进入线性区之后，miller平台结束。那么什么时候进入线性呢？根据MOS的特性曲线，在Vds下降到等于此时的Vgs-Vg(th)这个值的时候，MOS进入线性区（t4时刻之后）。此时Vds的大小会由Rds*Id决定，驱动电流开始继续为Cgs和Cgd充电。而Vgs也开始恢复继续上升。MOS基本导通。

上面大概描述了MOS的开通过程的波形图。

现在重点说一下这个miller平台。详细说一下这其中的过程。

把MOS图在摆过来。

在t2时刻开始，处在饱和区的MOS转移特性公式，真实为Ich=Vgs*Gm，Ich为沟道电流，即上图中DS之间红色部分的电流。于是当驱动电流为Cgs充一点电，Vgs增加Δvgs，那么Ich增加Δich，而Ich增加的部分只能由Cds放电提供，（因为从电路中的来的那部分电流已经固定），于是Cds放电为Ich提供增加的电流。于是Vds就下降，也就是Vgd会下降，那么Δigd=Cgd*ΔVgd/Δt，igd就会增加，然后igs就会下降，所以Vgs就不能增加只能这样动态的维持在米勒平台附近。可以看出这是一个负反馈的过程。所以Cgd也叫反馈电容。

通常测到的米勒平台并不是这么平，而是在米勒平台开始的地方有一个突起，然后慢慢回归到米勒平台。通常可能有2个原因：

1：二极管的反向恢复导致Id电流大于电感电流IL，因此Vgs需要提供更大的驱动电压；

2：源极杂散电感在Id变化时形成的压降，叠加在Vgs上面。

而Id也会有一部分超出IL，就是二极管的反向恢复电流叠加。

当然，如果是断续模式，二极管的反向恢复就小得多。

我们实验室测试平台得到的开通波形图（管子是我们的4A/700V的超级结MOS）：

绿色：Vgs；

黄色：Vds；

紫色：Id；

仿真波形：

依次为Id、Vds、Vgs

从前面的分析可以看出，MOS的开通损耗主要是在t1到t3这两段时间内：

t1到t2这段时间内是Vds大电压高压，Id下上升的过程；

t2到t3这段时间内是Id大电流，Vds下降的过程；

所以开关损耗主要集中在这两段时间内。

我来解释一下这个波形里面白色圆圈画出来的部分是怎么回事。

首先，说一下我们测试用的二极管是几乎没有反向恢复的，但是它有结电容。

所以在MOS的Vds下降的过程中，二极管的阳极电压就会随着下降，那么在二极管的结电容两端就会形成一个dv/dt，这个dv/dt在二极管的结电容上形成的电流就会和电感电流一起形成MOS的漏极电流。所以，就可以看到白色圆圈里面的电流比后面稳定之后的电流大一点。

米勒效应的影响： 

MOSFET的栅极驱动过程，可以简单的理解为驱动源对MOSFET的输入电容（主要是栅源极电容Cgs）的充放电过程；当Cgs达到门槛电压之后， MOSFET就会进入开通状态；当MOSFET开通后，Vds开始下降，Id开始上升，此时MOSFET进入饱和区；但由于米勒效应，Vgs会持续一段时间不再上升，此时Id已经达到最大，而Vds还在继续下降，直到米勒电容充满电，Vgs又上升到驱动电压的值，此时MOSFET进入电阻区，此时Vds彻底降下来，开通结束。 

由于米勒电容阻止了Vgs的上升，从而也就阻止了Vds的下降，这样就会使损耗的时间加长。（Vgs上升，则导通电阻下降，从而Vds下降）

米勒效应在MOS驱动中臭名昭著，他是由MOS管的米勒电容引发的米勒效应，在MOS管开通过程中，GS电压上升到某一电压值后GS电压有一段稳定值，过后GS电压又开始上升直至完全导通。为什么会有稳定值这段呢？因为，在MOS开通前，D极电压大于G极电压，MOS寄生电容Cgd储存的电量需要在其导通时注入G极与其中的电荷中和，因MOS完全导通后G极电压大于D极电压。米勒效应会严重增加MOS的开通损耗。（MOS管不能很快得进入开关状态） 所以就出现了所谓的图腾驱动！！选择MOS时，Cgd越小开通损耗就越小。米勒效应不可能完全消失。 

MOSFET中的米勒平台实际上就是MOSFET处于“放大区”的典型标志 

用用示波器测量GS电压，可以看到在电压上升过程中有一个平台或凹坑，这就是米勒平台。  

米勒效应指在MOS管开通过程会产生米勒平台，原理如下。 

理论上驱动电路在G级和S级之间加足够大的电容可以消除米勒效应。但此时开关时间会拖的很长。一般推荐值加0.1Ciess的电容值是有好处的。 下图中粗黑线中那个平缓部分就是米勒平台。

删荷系数的这张图 在第一个转折点处：Vds开始导通。Vds的变化通过Cgd和驱动源的内阻形成一个微分。因为Vds近似线性下降，线性的微分是个常数，从而在Vgs处产生一个平台。 米勒平台是由于mos 的g d 两端的电容引起的，即mos  datasheet里的Crss 。 这个过程是给Cgd充电，所以Vgs变化很小，当Cgd充到Vgs水平的时候，Vgs才开始继续上升。 

Cgd在mos刚开通的时候，通过mos快速放电，然后被驱动电压反向充电，分担了驱动电流，使得Cgs上的电压上升变缓，出现平台

to~t1: Vgs from 0 to Vth.Mosfet没通.电流由寄生二极管Df. t1~t2: Vgs from Vth to Va. Id  

t2~t3: Vds下降.引起电流继续通过Cgd. Vdd越高越需要的时间越长. Ig 为驱动电流. 

开始降的比较快.当Vdg接近为零时,Cgd增加.直到Vdg变负,Cgd增加到最大.下降变慢. 

t3~t4: Mosfet 完全导通,运行在电阻区.Vgs继续上升到Vgg. 

mos在控制器电路中的工作状态：开通过程（由截止到导通的过渡过程）、导通状态、关断过程（由导通到截止的过渡过程）、截止状态。 

   Mos主要损耗也对应这几个状态，开关损耗（开通过程和关断过程），导通损耗，截止损耗（漏电流引起的，这个忽略不计），还有雪崩能量损耗。只要把这些损耗控制在mos承受规格之内，mos即会正常工作，超出承受范围，即发生损坏。而开关损耗往往大于导通状态损耗（不同mos这个差距可能很大。  

   Mos损坏主要原因：  过流----------持续大电流或瞬间超大电流引起的结温过高而烧毁；  过压----------源漏过压击穿、源栅极过压击穿；  静电----------静电击穿。CMOS电路都怕静电；  

 Mos开关原理（简要）。Mos是电压驱动型器件，只要栅极和源级间给一个适当电压，源级和漏级间通路就形成。这个电流通路的电阻被成为mos内阻，就是导通电阻<Rds(on)>。这个内阻大小基本决定了mos芯片能承受的最大导通电流（当然和其它因素有关，最有关的是热阻）。内阻越小承受电流越大（因为发热小）。  Mos问题远没这么简单，麻烦在它的栅极和源级间，源级和漏级间，栅极和漏级间内部都有等效电容。所以给栅极电压的过程就是给电容充电的过程（电容电压不能突变），所以mos源级和漏级间由截止到导通的开通过程受栅极电容的充电过程制约。  然而，这三个等效电容是构成串并联组合关系，它们相互影响，并不是独立的，如果独立的就很简单了。其中一个关键电容就是栅极和漏级间的电容Cgd，这个电容业界称为米勒电容。这个电容不是恒定的，随栅极和漏级间电压变化而迅速变化。这个米勒电容是栅极和源级电容充电的绊脚石，因为栅极给栅-源电容Cgs充电达到一个平台后，栅极的充电电流必须给米勒电容Cgd充电，这时栅极和源级间电压不再升高，达到一个平台，这个是米勒平台（米勒平台就是给Cgd充电的过程），米勒平台大家首先想到的麻烦就是米勒振荡。（即，栅极先给Cgs充电，到达一定平台后再给Cgd充电）  因为这个时候源级和漏级间电压迅速变化，内部电容相应迅速充放电，这些电流脉冲会导致mos寄生电感产生很大感抗，这里面就有电容，电感，电阻组成震荡电路（能形成2个回路），并且电流脉冲越强频率越高震荡幅度越大。所以最关键的问题就是这个米勒平台如何过渡。 

Gs极加电容，减慢mos管导通时间，有助于减小米勒振荡。防止mos管烧毁。  过快的充电会导致激烈的米勒震荡，但过慢的充电虽减小了震荡，但会延长开关从而增加开关损耗。Mos开通过程源级和漏级间等效电阻相当于从无穷大电阻到阻值很小的导通内阻（导通内阻一般低压mos只有几毫欧姆）的一个转变过程。比如一个mos最大电流100a，电池电压96v，在开通过程中，有那么一瞬间（刚进入米勒平台时）mos发热功率是P=V*I(此时电流已达最大，负载尚未跑起来，所有的功率都降落在MOS管上)，P= 

96*100=9600w！这时它发热功率最大，然后发热功率迅速降低直到完全导通时功率变成100*100*0.003=30w（这里假设这个mos导通内阻3毫欧姆）。开关过程中这个发热功率变化是惊人的。  如果开通时间慢，意味着发热从9600w到30w过渡的慢，mos结温会升高的厉害。所以开关越慢，结温越高，容易烧mos。为了不烧mos，只能降低mos限流或者降低电池电压，比如给它限制50a或电压降低一半成48v，这样开关发热损耗也降低了一半。不烧管子了。这也是高压控容易烧管子原因，高压控制器和低压的只有开关损耗不一样（开关损耗和

电池端电压基本成正比，假设限流一样），导通损耗完全受mos内阻决定，和电池电压没任何关系。  其实整个mos开通过程非常复杂。里面变量太多。总之就是开关慢不容易米勒震荡，但开关损耗大，管子发热大，开关速度快理论上开关损耗低（只要能有效抑制米勒震荡），但是往往米勒震荡很厉害（如果米勒震荡很严重，可能在米勒平台就烧管子了），反而开关损耗也大，并且上臂mos震荡更有可能引起下臂mos误导通，形成上下臂短路。所以这个很考验设计师的驱动电路布线和主回路布线技能。最终就是找个平衡点（一般开通过程不超过1us）。开通损耗这个最简单，只和导通电阻成正比，想大电流低损耗找内阻低的。  

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下面介绍下对普通用户实用点的。 

Mos挑选的重要参数简要说明。以datasheet举例说明。  

栅极电荷。Qgs, Qgd  Qgs:指的是栅极从0v充电到对应电流米勒平台时总充入电荷（实际电流不同，这个平台高度不同，电流越大，平台越高，这个值越大）。这个阶段是给Cgs充电（也相当于Ciss，输入电容）。  Qgd:指的是整个米勒平台的总充电电荷（在这称为米勒电荷）。这个过程给Cgd（Crss，这个电容随着gd电压不同迅速变化）充电。  

下面是型号stp75nf75. 

我们普通75管Qgs是27nc，Qgd是47nc。结合它的充电曲线。 

进入平台前给Cgs充电，总电荷Qgs 27nc，平台米勒电荷Qgd 47nc。 

而在开关过冲中，mos主要发热区间是粗红色标注的阶段。从Vgs开始超过阈值电压，到米勒平台结束是主要发热区间。其中米勒平台结束后mos基本完全打开这时损耗是基本导通损耗（mos内阻越低损耗越低）。阈值电压前，mos没有打开，几乎没损耗（只有漏电流引起的一点损耗）。其中又以红色拐弯地方损耗最大（Qgs充电将近结束，快到米勒平台和刚进入米勒平台这个过程发热功率最大（更粗线表示）。 

所以一定充电电流下，红色标注区间总电荷小的管子会很快度过，这样发热区间时间就短，总发热量就低。所以理论上选择Qgs和Qgd小的mos管能快速度过开关区。 导通内阻。Rds（on）。这个耐压一定情况下是越低越好。不过不同厂家标的内阻是有不同测试条件的。测试条件不同，内阻测量值会不一样。同一管子，温度越高内阻越大（这是硅半导体材料在mos制造工艺的特性，改变不了，能稍改善）。所以大电流测试内阻会增大（大电流下结温会显著升高），小电流或脉冲电流测试，内阻降低（因为结温没有大幅升高，没热积累）。有的管子标称典型内阻和你自己用小电流测试几乎一样，而有的管子自己小电流测试比标称典型内阻低很多（因为它的测试标准是大电流）。当然这里也有厂家标注不严格问题，不要完全相信。   

所以选择标准是------------找Qgs和Qgd小的mos管，并同时符合低内阻的mos管。

MOS管是一种在模拟和数字电路中应用的非常广的器件。只要接触电子电路设计，就无可避免的要接触它 。在MOS管使用过程中，有一种现象被称为米勒现象，这种现象通常会在MOS管的开通期间发生。本篇文章来自于对论坛高手发言的总结，希望能够帮助大家更高的理解MOS 管中的米勒平台。

米勒电容是指MOSFET的GD之间的电容，那么电源中的米勒效应究竟指的是什么呢?

图1

to~t1: Vgs from 0 to Vth。Mosfet没通。电流由寄生二极管Df。

t1~t2: Vgs from Vth to Va。Id t2~t3: Vds下降。引起电流继续通过Cgd。Vdd越高越需要的时间越长。

Ig 为驱动电流，开始降的比较快，当Vdg接近为零时,Cgd增加。直到Vdg变负,Cgd增加到最大，下降变慢。t3~t4: Mosfet 完全导通,运行在电阻区。Vgs继续上升到Vgg。

如图2所示，在这个平台期，MOS管是要开通的，也就是DS电压下降，那么原来DG之间的电容就要放电，电流为由G到D，也就是说，驱动的电流实际是从G流向了D，没有对GS电容充电，因此VGS电压就出现一个平台。

图2

当斜率为dt 的电压V施加到电容C上时（如驱动器的输出电压），将会增大电容内的电流：

I=C×dV/dt (1)

因此，向MOSFET施加电压时，将产生输入电流Igate = I1 + I2，如图3所示。

图3

在右侧电压节点上利用式(1)，可得到：

I1=Cgd×d(Vgs-Vds)/dt=Cgd×(dVgs/dt-dVds/dt) (2)

I2=Cgs×d(Vgs/dt) (3)

如果在MOSFET上施加栅-源电压Vgs，其漏-源电压Vds 就会下降（即使是呈非线性下降）。因此，可以将连接这两个电压的负增益定义为：

dAv=- Vds/Vgs (4)

将式(4)代入式(2)中，可得：

I1=Cgd×(1+Av)dVgs/dt (5)

在转换（导通或关断）过程中，栅-源极的总等效电容Ceq为：

Igate=I1+I2=(Cgd×(1+Av)+Cgs)×dVgs/dt=Ceq×dVgs/dt (6)

式中(1+Av)这一项被称作米勒效应，它描述了电子器件中输出和输入之间的电容反馈。当栅-漏电压接近于零时，将会产生米勒效应。

Cds分流最厉害的阶段是在放大区。为什么? 因为这个阶段Vd变化最剧烈。平台恰恰是在这个阶段形成。可认为：门电流Igate完全被Cds吸走，而没有电流流向Cgs。

当Cgd通过mos放电结束后，MOS进入了饱和阶段，Vd变化缓慢。虽然Vgs的增长也能够让部分电流流想Cds，但主要的门电流是流向Cgs 。门电流的分流比：I1：I2 = Cds：Cgs ，看看电流谁分的多?

当mos放电结束后，近似地认为门电流全部流过Cgs，因此：Vgs重新开始增长。

图4

如图4所示，这个米勒电容式即使放大器中的反向传输电容等效到输入端是电容量是多少的问题，应该在模拟电子技术基础中讲，但是现在都删掉了，不知道，不明白是自然的。

米勒效应是讲党反向传输电容等效到输入端时，其等效电阻为反向传输电容的(1+K)倍，其中K就是放大器的增益，如果这个放大器增益极高，那么米勒效应就会越大。

MOSFET中的米勒平台实际上就是MOSFET处于“放大区”的典型标志，试想，应该工作在开关状态的MOSFET在比较长的时间没进入了“放大区”，其损耗该会有多大!因此MOSFET制造商一直致力于尽可能减小米勒电容，甚至整个栅极电荷变换并不大，但是米勒电荷一定要减小!

对于MOSFET的栅极驱动波形中如果出现比较明显的米勒平台，那么损耗一定会超乎预料的。